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AMEYA360代理丨ROHM SiC驱动技术篇：SiC-<span style='color:red'>MOSFET</span>的桥式结构栅源电压动作解析

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AMEYA360代理丨ROHM SiC驱动技术篇：SiC-MOSFET的桥式结构栅源电压动作解析

　　从本文开始，我们将进入SiC功率元器件基础知识应用篇的第一弹“SiC MOSFET：桥式结构中栅极-源极间电压的动作”。　　前言　　MOSFET和IGBT等电源开关元器件被广泛应用于各种电源应用和电源线路中。另外，所使用的电路方式也多种多样，除单独使用外，还有串联连接、并联连接等多种使用方法。　　其中，在将开关元件上下串联连接的桥式结构中，通常交替地导通与关断各个元器件。下面是常规的桥式结构同步方式boost电路，波形图是根据栅极信号交替地导通/关断的低边(LS)MOSFET和高边(HS)MOSFET的漏极-源极间电压(VDS)和漏极电流(ID)示例。　　通过开关工作，流过各元件的电流和变化的电压以复杂的方式相互影响。尤其是在处理高电压高电流的电路中，受安装电路板和结线引起的寄生分量等影响，产生电压和电流的动作，并因此导致工作不稳定、效率下降，从而可能导致损耗增加、产生异常发热等问题。　　近年来，SiC MOSFET等高性能功率元器件的应用，使得通过高速开关转换大功率成为可能，但在操作过程中，需要对开关工作有深入的了解。　　在探讨“SiC MOSFET：桥式结构中Gate-Source电压的动作”时，本文先对SiC MOSFET的桥式结构和工作进行介绍，这也是这个主题的前提。　　SiC MOSFET的桥式结构　　下面给出的电路图是在桥式结构中使用SiC MOSFET时最简单的同步式boost电路。该电路中使用的SiC MOSFET的高边(HS)和低边(LS)是交替导通的，为了防止HS和LS同时导通，设置了两个SiC MOSFET均为OFF的死区时间。右下方的波形表示其门极信号(VG)时序。　　该电路中HS和LS MOSFET的Drain-Source电压(VDS)和漏极电流(ID)的波形示意图如下。这是电感L的电流处于连续动作状态，即所谓的硬开关状态的波形。　　横轴表示时间，时间范围Tk(k=1～8)的定义如下：　　T1： LS为ON时、MOSFET电流变化的时间段　　T2： LS为ON时、MOSFET电压变化的时间段　　T3： LS为ON时的时间段　　T4： LS为OFF时、MOSFET电压变化的时间段　　T5： LS为OFF时、MOSFET电流变化的时间段　　T4～T6： HS变为ON之前的死区时间　　T7： HS为ON的时间段(同步整流时间段)　　T8： HS为OFF时、LS变为ON之前的死区时间　　本文将针对SiC MOSFET桥式结构的栅极驱动电路及其导通(Turn-on)/关断( Turn-off)动作进行解说。　　SiC MOSFET桥式结构的栅极驱动电路　　LS(低边)侧SiC MOSFET Turn-on和Turn-off时的VDS和ID的变化方式不同。在探讨SiC MOSFET的这种变化对Gate-Source电压(VGS)带来的影响时,需要在包括SiC MOSFET的栅极驱动电路的寄生分量在内的等效电路基础上进行考量。　　右图是最基本的栅极驱动电路和SiC MOSFET的等效电路。栅极驱动电路中包括栅极信号(VG)、SiC MOSFET内部的栅极线路内阻(RG_INT)、以及SiC MOSFET的封装的源极电感量(LSOURCE)、栅极电路局部产生的电感量(LTRACE)和外加栅极电阻(RG_INT)。　　关于各电压和电流的极性，需要在等效电路图中，以栅极电流(IG)和漏极电流(ID)所示的方向为正，以源极引脚为基准来定义VGS和VDS。　　SiC MOSFET内部的栅极线路中也存在电感量，但由于它比LTRACE小，因此在此忽略不计。　　导通(Turn-on)/关断( Turn-off)动作　　为了理解桥式电路的Turn-on / Turn-off动作，下面对上一篇文章中提到的桥式电路中各SiC MOSFET的电压和电流波形进行详细说明。下面的波形图与上次的波形图是相同的。我们和前面的等效电路图结合起来进行说明。　　当正的VG被施加给LS侧栅极信号以使LS侧ON时，Gate-Source间电容(CGS)开始充电，VGS上升，当达到SiC MOSFET的栅极阈值电压(VGS(th))以上时， LS的ID开始流动，同时从源极流向漏极方向的HS侧ID开始减少。这个时间范围就是前一篇文章中定义的T1(见波形图最下方)。　　接下来，当HS侧的ID变为零、寄生二极管 Turn-off时，与中间点的电压(VSW)开始下降的同时，将对HS侧的Drain-Source间电容(CDS)及Drain-Gate间电容(CGD)进行充电(波形图T2)。对该HS侧的CDS+CGD充电(LS侧放电)完成后，当LS侧的VGS达到指定的电压值，LS侧的 Turn-on动作完成。　　而Turn-off动作则在LS侧VG OFF时开始，LS侧的CGS蓄积的电荷开始放电，当达到SiC MOSFET的平台电压(进入米勒效应区)时，LS侧的VDS开始上升，同时VSW上升。　　在这个时间点，大部分负载电流仍在LS侧流动(波形图T4)，HS侧的寄生二极管还没有转流电流。LS侧的CDS+CGD充电(HS侧为放电)完成时，VSW超过输入电压(E)，HS侧的寄生二极管Turn-on，LS侧的ID开始转向HS侧流动(波形图T5)。　　LS侧的ID最终变为零，进入死区时间(波形图T6)，当正的VG被印加给HS侧MOSFET的栅极信号时Turn-on，进入同步工作时间(波形图T7)。　　在这一系列的开关工作中，HS侧和LS侧MOSFET的VDS和ID变化导致的各种栅极电流流动，造成了与施加信号VG不同的VGS变化。具体内容将在下一篇文章进行详细说明。　　AMEYA360优势料号　　SCT4018KRC15：　　1200V, 18mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　SCT4026DLLTRDC：　　750V, 61A, 9引脚SMD，沟槽结构，碳化硅(SiC) MOSFET　　SCT4036DLLTRDC：　　750V, 46A, 9引脚SMD, 沟槽结构, SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4045DLLTRDC：　　750V, 37A, 9引脚SMD，沟槽结构，SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4036KRC15：　　1200V, 36mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　AMEYA360作为ROHM官方授权代理商，可提供上述全系列SiC器件的选型参考、样品申请、现货供应及配套技术支持，助力工程师快速完成SiC方案评估与落地。欢迎联系Ameya获取更多ROHM SiC产品信息与支持。

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发布时间：2026-10-20 13:02 阅读量：231 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-<span style='color:red'>MOSFET</span>－体二极管的特性

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AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-MOSFET－体二极管的特性

　　上一章介绍了与IGBT的区别。本章将对SiC-MOSFET的体二极管的正向特性与反向恢复特性进行说明。　　如图所示，MOSFET(不局限于SiC-MOSFET)在漏极-源极间存在体二极管。从MOSFET的结构上讲，体二极管是由源极-漏极间的pn结形成的，也被称为“寄生二极管”或“内部二极管”。对于MOSFET来说，体二极管的性能是重要的参数之一，在应用中使用时，其性能发挥着至关重要的作用。　　SiC-MOSFET体二极管的正向特性　　下图表示SiC-MOSFET的Vds-Id特性。在SiC-MOSFET中，以源极为基准向漏极施加负电压，体二极管为正向偏置状态。该图中Vgs=0V的绿色曲线基本上表示出体二极管的Vf特性，。Vgs为0V即MOSFET在关断状态下，没有通道电流，因此该条件下的Vd-Id特性可以说是体二极管的Vf-If特性。如“ROHM SiC基础篇：为何SiC能成为新能源主力器件?”中“何谓碳化硅”中提到的，SiC的带隙更宽，Vf比Si-MOSFET大得多。　　而在给栅极-源极间施加18V电压、SiC-MOSFET导通的条件下，电阻更小的通道部分(而非体二极管部分)流过的电流占支配低位。为方便从结构角度理解各种状态，下面还给出了MOSFET的截面图。　　SiC-MOSFET体二极管的反向恢复特性　　MOSFET体二极管的另一个重要特性是反向恢复时间(trr)。trr是二极管开关特性相关的重要参数这一点在SiC肖特基势垒二极管一文中也已说明过。不言而喻，MOSFET的体二极管是具有pn结的二极管，因而存在反向恢复现象，其特性表现为反向恢复时间(trr)。下面是1000V耐压的Si-MOSFET和SiC-MOSFET SCT2080KE的trr特性比较。　　如图所示，示例的Si-MOSFET的trr较慢，流过较大的Irr。而SiC-MOSFET SCT2080KE的体二极管速度则非常快。trr、Irr均为几乎可忽略的水平，恢复损耗Err已经大幅降低。　　AMEYA36优势料号　　SCT4018KRC15：　　1200V, 18mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　SCT4026DLLTRDC：　　750V, 61A, 9引脚SMD，沟槽结构，碳化硅(SiC) MOSFET　　SCT4036DLLTRDC：　　750V, 46A, 9引脚SMD, 沟槽结构, SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4045DLLTRDC：　　750V, 37A, 9引脚SMD，沟槽结构，SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4036KRC15：　　1200V, 36mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　AMEYA360作为ROHM官方授权代理商，可提供上述全系列SiC器件的选型参考、样品申请、现货供应及配套技术支持，助力工程师快速完成SiC方案评估与落地。欢迎联系Ameya获取更多ROHM SiC产品信息与支持。

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发布时间：2026-10-16 14:31 阅读量：315 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-<span style='color:red'>MOSFET</span>与IGBT的区别

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AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-MOSFET与IGBT的区别

　　上一章针对与Si-MOSFET的区别，介绍了关于SiC-MOSFET驱动方法的两个关键要点。本章将针对与IGBT的区别进行介绍。AMEYA360 作为 ROHM 官方授权代理商，可为工程师提供 SiC 器件选型、驱动调试等配套技术支持。　　与IGBT的区别：Vd-Id特性　　Vd‑Id 特性是晶体管的基础特性，下文对比了 25℃与 150℃条件下的 Vd‑Id 特性表现。　　观察 25℃下的特性曲线可以发现，SiC‑MOSFET 与 Si‑MOSFET 的漏极电流 Id 会随漏源电压 Vds 呈线性上升;而 IGBT 存在导通阈值压降，因此在小电流区间内，MOSFET 器件的 Vds 更低(对应 IGBT 为集电极电流、集电极‑发射极电压)。Vd‑Id 特性本质上也反映器件的导通电阻特性。依据欧姆定律，相同 Id 条件下 Vd 越小，导通电阻就越小;特性曲线斜率越陡峭，导通电阻性能越优异。　　IGBT的低Vd(或低Id)范围(在本例中是Vd到1V左右的范围)，在IGBT中是可忽略不计的范围。这在高电压大电流应用中不会构成问题，但当用电设备的电力需求从低功率到高功率范围较宽时，低功率范围的效率并不高。　　与之相对，SiC‑MOSFET 能够在更宽的工作区间维持较低的导通电阻。　　另一方面，温度升至 150℃时，Si‑MOSFET、SiC‑MOSFET 的特性曲线斜率均会变小，导通电阻随之上升。不过 SiC‑MOSFET 受温度影响幅度更小：25℃时导通性能接近的器件，高温环境下二者差距会进一步拉开，SiC‑MOSFET 导通电阻的温度漂移显著更低。　　与IGBT的区别：关断损耗特性　　前文多次提及，SiC 功率器件具备出色的开关性能，可实现大功率工况下的高速开关。下面具体对比其与 IGBT 的开关损耗差异。　　IGBT 器件关断时，受自身器件结构影响会产生拖尾电流，造成关断损耗增大，这是 IGBT 固有的特性。　　对比关断波形能够看出，SiC‑MOSFET 从原理上不存在拖尾电流，因此关断损耗可以做到很低。本次测试中，SiC‑MOSFET 搭配 SBD 肖特基势垒二极管方案，相较于 IGBT 搭配 FRD 快速恢复二极管方案，关断损耗 Eoff 降低 88%。　　还有一点需要注意：IGBT 的拖尾电流会随着工作温度升高而增大。另外，想要实现 SiC‑MOSFET 高速开关，需要合理配置外部栅极电阻 Rg，这一点在前面对比 Si‑MOSFET 的章节中已经做过说明。针对栅极电阻调试、驱动电路设计等实操问题，AMEYA360 可提供技术协助。　　与IGBT的区别：导通损耗特性　　接下来看开关导通时的损耗。　　IGBT 开通瞬间会出现图中蓝色 Ic 波形红色虚框所示的电流分量，该电流主要来自二极管反向恢复电流，是 IGBT 开通损耗的主要来源。值得留意：搭配 SiC‑SBD 使用时，凭借其优异的反向恢复特性，MOSFET 的开通损耗可以得到有效抑制;而配套 FRD 使用时，开通损耗会和 IGBT 拖尾电流一样，随温度升高进一步增大。　　综上，从开关损耗整体表现来看，SiC‑MOSFET 性能明显优于 IGBT。　　注：以上数据均来自 ROHM 内部测试环境。受驱动电路等外部条件影响，实际测试结果会存在一定差异。　　AMEYA36优势料号　　SCT4018KRC15：　　1200V, 18mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　SCT4026DLLTRDC：　　750V, 61A, 9引脚SMD，沟槽结构，碳化硅(SiC) MOSFET　　SCT4036DLLTRDC：　　750V, 46A, 9引脚SMD, 沟槽结构, SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4045DLLTRDC：　　750V, 37A, 9引脚SMD，沟槽结构，SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4036KRC15：　　1200V, 36mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　AMEYA360作为ROHM官方授权代理商，可提供上述全系列SiC器件的选型参考、样品申请、现货供应及配套技术支持，助力工程师快速完成SiC方案评估与落地。欢迎联系Ameya获取更多ROHM SiC产品信息与支持。

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发布时间：2026-10-14 10:13 阅读量：361 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC‑<span style='color:red'>MOSFET</span> 核心特性与驱动设计要点

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AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC‑MOSFET 核心特性与驱动设计要点

　　ROHM(罗姆)成立于1958年，总部位于日本京都，是全球知名半导体制造商，深耕碳化硅(SiC)技术多年，拥有自研SiC工艺与迭代升级的第四代、第五代SiC器件，产品以超低导通电阻、极低开关损耗、高耐温高可靠著称，覆盖SiC-SBD、SiC-MOSFET、全SiC功率模块及混合SiC模块等。Ameya360作为ROHM官方授权代理商，全权承接ROHM全系列高性能SiC器件，可为客户提供原厂正品现货、精准选型、样品申请、技术方案支持、BOM配套及全程售后配套服务。　　继前篇结束的SiC-SBD之后，本篇进入SiC-MOSFET相关的内容介绍。功率转换电路中的晶体管的作用非常重要，为进一步实现低损耗与应用尺寸小型化，一直在进行各种改良。SiC功率元器件半导体的优势前面已经介绍过，如低损耗、高速开关、高温工作等，显而易见这些优势是非常有用的。本章将通过其他功率晶体管的比较，进一步加深对SiC-MOSFET的理解。　　SiC-MOSFET的特征　　SiC-SBD的章节中也使用了类似的图介绍了耐压覆盖范围。本图也同样，通过与Si功率元器件的比较，来表示SiC-MOSFET的耐压范围。　　目前SiC-MOSFET有用的范围是耐压600V以上、特别是1kV以上。关于优势，现将1kV以上的产品与当前主流的Si-IGBT来比较一下看看。相对于IGBT，SiC-MOSFET降低了开关关断时的损耗，实现了高频率工作，有助于应用的小型化。相对于同等耐压的SJ-MOSFET(超级结MOSFET)，导通电阻较小，可减少相同导通电阻的芯片面积，并显著降低恢复损耗。　　下表是600V～2000V耐压的功率元器件的特征汇总。　　雷达图的RonA为单位面积的导通电阻(表示传导时损耗的参数)，BV为元器件耐压，Err为恢复损耗，Eoff为关断开关的损耗。SiC已经很完美，在目前情况的比较中绝非高估。　　继前篇内容，继续进行各功率晶体管的比较。本篇比较结构和特征。　　功率晶体管的结构与特征比较　　下图是各功率晶体管的结构、耐压、导通电阻、开关速度的比较。　　使用的工艺技术不同结构也不同，因而电气特征也不同。补充说明一下，DMOS是平面型的MOSFET，是常见的结构。Si的功率MOSFET，因其高耐压且可降低导通电阻，近年来超级结(Super Junction)结构的MOSFET(以下简称“SJ-MOSFET”)应用越来越广泛。关于SiC-MOSFET，这里给出了DMOS结构，不过目前ROHM已经开始量产特性更优异的沟槽式结构的SiC-MOSFET。具体情况计划后续进行介绍。　　在特征方面，Si-DMOS存在导通电阻方面的课题，如前所述通过采用SJ-MOSFET结构来改善导通电阻。IGBT在导通电阻和耐压方面表现优异，但存在开关速度方面的课题。SiC-DMOS在耐压、导通电阻、开关速度方面表现都很优异，而且在高温条件下的工作也表现良好，可以说是具有极大优势的开关元件。　　这张图是各晶体管标准化的导通电阻和耐压图表。从图中可以看出，理论上SiC-DMOS的耐压能力更高，可制作低导通电阻的晶体管。目前SiC-DMOS的特性现状是用椭圆围起来的范围。通过未来的发展，性能有望进一步提升。　　从本文开始，将逐一进行SiC-MOSFET与其他功率晶体管的比较。　　本文将介绍与Si-MOSFET的区别。尚未使用过SiC-MOSFET的人，与其详细研究每个参数，不如先弄清楚驱动方法等与Si-MOSFET有怎样的区别。在这里介绍SiC-MOSFET的驱动与Si-MOSFET的比较中应该注意的两个关键要点。　　与Si-MOSFET的区别：驱动电压　　SiC-MOSFET与Si-MOSFET相比，由于漂移层电阻低，通道电阻高，因此具有驱动电压即栅极-源极间电压Vgs越高导通电阻越低的特性。下图表示SiC-MOSFET的导通电阻与Vgs的关系。　　导通电阻从Vgs为20V左右开始变化(下降)逐渐减少，接近最小值。一般的IGBT和Si-MOSFET的驱动电压为Vgs=10～15V，而SiC-MOSFET建议在Vgs=18V前后驱动，以充分获得低导通电阻。也就是说，两者的区别之一是驱动电压要比Si-MOSFET高。与Si-MOSFET进行替换时，还需要探讨栅极驱动器电路。　　与Si-MOSFET的区别：内部栅极电阻　　SiC-MOSFET元件本身(芯片)的内部栅极电阻Rg依赖于栅电极材料的薄层电阻和芯片尺寸。如果是相同设计，则与芯片尺寸成反比，芯片越小栅极电阻越高。同等能力下，SiC-MOSFET的芯片尺寸比Si元器件的小，因此栅极电容小，但内部栅极电阻增大。例如，1200V 80mΩ产品(S2301为裸芯片产品)的内部栅极电阻约为6.3Ω。　　这不仅局限于SiC-MOSFET，MOSFET的开关时间依赖于外置栅极电阻和上面介绍的内部栅极电阻合在一起的综合栅极电阻值。SiC-MOSFET的内部栅极电阻比Si-MOSFET大，因此要想实现高速开关，需要使外置栅极电阻尽量小，小到几Ω左右。　　但是，外置栅极电阻还承担着对抗施加于栅极的浪涌的任务，因此必须注意与浪涌保护之间的良好平衡。　　SiC-MOSFET在耐压、导通电阻、开关速度及高温工作方面均表现优异，尤其适用于600V以上、特别是1kV以上的高耐压场景，相比Si-IGBT可降低关断损耗、实现高频工作，相比SJ-MOSFET导通电阻更小、恢复损耗显著降低。与Si-MOSFET替换时，需注意驱动电压建议在Vgs=18V前后，且内部栅极电阻较大，应尽量减小外置栅极电阻，同时兼顾浪涌保护。　　ROHM 罗姆不仅量产平面 DMOS 结构 SiC‑MOSFET，更推出性能更优的沟槽型 SiC‑MOSFET 产品，后续我们将继续拆解沟槽 SiC‑MOSFET 相关技术细节。 AMEYA360 作为 ROHM 官方授权代理商，可提供全系列 SiC 器件样品申请、现货供应、选型参考与技术支持服务。

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发布时间：2026-10-13 16:58 阅读量：356 继续阅读>>

安森德丨浅谈SiC <span style='color:red'>MOSFET</span>驱动设计的选择

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安森德丨浅谈SiC MOSFET驱动设计的选择

　　对于不少电源工程师而言，SiC MOSFET往往与负压关断绑定使用，但从实际拓扑来看，负压并非所有SiC应用的必选项。　　一、负压关断主要解决什么问题?　　SiC MOSFET 的开关速度远快于传统硅 MOSFET，其漏源电压变化率可达 50~100 V/ns。快速开关虽然有利于降低开关损耗，但也使器件更容易受到寄生参数和驱动回路的影响。　　在半桥等桥臂拓扑中，当高边 MOSFET 快速开通时，低边 MOSFET 的 VDS 会急剧变化。由此产生的高 dv/dt 会经由低边器件的栅漏电容 Cgd，也就是米勒电容，耦合到栅极，并注入位移电流。　　如果驱动回路抑制干扰的能力不足，这股位移电流就可能在栅极形成瞬态 VGS 尖峰，使原本处于关断状态的 MOSFET 被抬升到阈值电压以上。SiC MOSFET 的阈值电压通常约为 2.7~4 V，一旦发生误开通，上下桥臂便会同时导通，进而可能造成直通短路。　　从图中可以看到，高边Q1高速开通时，低边Q2承受快速变化的VDS，Cgd产生的位移电流会流入栅极，并形成瞬态VGS尖峰。　　米勒串扰的形成通常包含三个关键条件：高dv/dt、Cgd耦合通道，以及另一只处于关断状态的互补开关管。其中前两项来自器件自身特性，而是否存在互补开关，则由具体拓扑决定。　　这也意味着，判断SiC MOSFET是否需要负压关断，不能只看器件本身，更要看它工作在什么拓扑中。　　二、单管拓扑为何可以采用0V关断?　　反激是消费类适配器、辅助电源等场景中非常典型的单管拓扑，初级功率回路只有一只主开关MOSFET，不存在另一只与其构成互补关系的高速功率管。　　在MOSFET关断过程中，其漏极电压同样会快速上升，dv/dt也会通过自身Cgd影响栅极。但这种作用属于器件自身的电容耦合，不存在桥臂结构中“一只MOSFET开通，干扰另一只MOSFET”的跨器件路径。　　因此，从米勒串扰和桥臂直通这一角度来看，反激拓扑并不依赖负压关断，可以采用0V关断方案。相比负压关断，其主要代价是关断速度有所降低，并带来一定的额外关断损耗。　　三、正激、Buck同样不存在互补开关串扰　　相同的判断逻辑也适用于单管正激和传统Buck拓扑。　　单管正激通过一只主开关管控制变压器初级能量传递，并没有半桥、全桥结构中的高速互补开关，因此不存在另一只功率MOSFET受到米勒耦合后发生误导通的问题。　　Buck拓扑则由主动开关、续流器件以及储能电感组成，基本功率级同样只有一只主动开关。　　对于这类拓扑，开关节点的dv/dt主要作用于器件自身，不会形成桥臂拓扑中的跨器件串扰路径，因此从抗米勒误导通的需求来看，可以采用0V关断，无需额外增加负压生成电路。　　四、普通Boost及传统Boost PFC与图腾柱PFC要区别看待　　PFC是另一个容易产生误解的应用。　　普通Boost/传统Boost PFC由一只主动MOSFET、升压电感以及续流二极管构成，本质上仍属于单管升压结构。　　普通 Boost 与传统 Boost PFC 中，承担主动开关作用的通常只有一只 MOSFET，并没有另一只高速互补功率管参与桥臂交替工作，因此它们的驱动判断思路与反激、Buck 较为接近：采用 0V 关断通常就能满足需求，也无需再为负压驱动额外增加电路。图腾柱 PFC 则不能按这一逻辑处理。它为降低整流损耗，高频桥臂一般由两只功率 MOSFET 构成，已经属于典型的桥式功率级。当其中一只器件快速开关时，另一只关断管会承受较高的 dv/dt，并可能通过 Cgd 耦合到栅极，进而出现米勒串扰，严重时甚至误导通。因此，图腾柱 PFC 更应重视负压关断，以提升关断期间的抗干扰余量。换言之，“PFC 一定要用负压”这种说法并不准确，驱动方案最终仍要由具体电路结构来决定。　　五、两只开关管，也不一定属于桥臂结构　　判断是否需要负压关断，也不能简单按照开关管数量进行划分。　　以双管正激为例，虽然初级侧使用两只MOSFET，但两只器件采用同时开通、同时关断的工作方式，并不是半桥、全桥中交替工作的互补开关关系。　　因此，双管正激并不存在典型的“一侧高速开通，导致另一侧关断器件受到米勒串扰”的工作条件，也不存在传统桥臂结构中的上下管互补直通路径。　　双管反激同样属于类似情况，两只功率器件采用同开同关方式，因此从米勒串扰角度来看，也可以采用0V关断。　　安森德半导体(ASDsemi)，以呼应市场应用需求特研发推出以下SiC MOSFET，以满足客户灵活设计参数要求。　　SiC MOSFET是否采用负压关断，并没有放之四海而皆准的结论。负压关断的关键作用之一，是应对桥式拓扑中高 dv/dt 通过 Cgd 耦合到栅极后造成的米勒串扰与误开通。因此，半桥、全桥、图腾柱 PFC 等带有高速互补开关的功率级，借助负压关断可以提升关断状态下的抗干扰能力。相反，反激、单管正激、Buck、普通 Boost、传统 Boost PFC，以及部分同开同关的双管拓扑，并不存在这种跨器件的串扰通路，因此可在效率、成本、PCB 面积和驱动复杂度之间权衡，选择 0V 或负压关断。对电源工程师而言，SiC MOSFET 驱动设计的核心不是套用“SiC 必须负压”的既有经验，而是依据器件参数、拓扑结构和开关时序进行判断;在保障可靠性的前提下减少不必要的外围电路，也是 SiC 器件迈向高集成、高功率密度应用的重要方向。　　安森德MOS产品依托自研工艺，可以定制各类高效MOSFET，提供系统级解决方案，助力品牌快充实现丝滑迭代、高良率大规模量产。例如：在45W~240W的主流快充中，我们推荐以下型号的同步整流MOS，支持电源产品做紧凑PCB布局，帮助您通过高频工况EMI，打造高可靠、低Ciss、成本友好的的同步整流电路，单颗覆盖功率范围广，可减少物料种类。

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发布时间：2026-09-20 10:39 阅读量：341 继续阅读>>

低开关损耗，轻载高效 | 维安FR-VD<span style='color:red'>MOSFET</span>适配冰箱新国标

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低开关损耗，轻载高效 | 维安FR-VDMOSFET适配冰箱新国标

　　2026年6月1日开始实施《家用电冰箱耗电量限定值及能效等级》GB 12021.2-2025。核心变化是，能效指标大幅度提升，准入门槛大幅度提高，耗电量限定值准入门槛提高30%~40%，预计约20%以上的高耗能产品将被淘汰。为应对该国标的执行，倒逼企业在高效压缩机、隔热材料、控制系统三大核心领域技术升级。　　冰箱材料成本进一步增加，为应对行业发展及降本的需求，维安(WAYON) 开发出FR-MOSFET应用于冰箱压缩机变频控制。　　MOSFET与　　IGBT器件的特点与对比　　MOSFET与IGBT器件对比　　MOSFET与IGBT效率的对比　　1　　轻载区间(<150W)　　MOSFET(红色曲线)效率显著高于 IGBT(蓝色曲线)。　　MOSFET 开关速度为 ns 级，开关损耗极低;轻载下开关损耗是总损耗主要部分，IGBT 存在电流拖尾，开关损耗大，因此轻载效率劣势明显。　　2　　中载交叉点(约 150W)　　两者效率曲线交汇，此时两种器件的开关损耗 + 导通损耗总和基本持平。　　3　　重载 / 满载区间(>150W)　　IGBT 效率反超 MOSFET 且持续上升，MOSFET 效率开始回落。　　重载时导通损耗成为主要损耗来源，IGBT 饱和压降VCE(sat)固定，大电流下导通损耗增长平缓;MOSFET 导通损耗随电流平方上升(P=I2RDS(ON))，大电流下导通损耗快速恶化，效率下降。　　FR-VDMOSFET与　　IGBT实测对比　　A、器件损耗对比：　　FRMOS 的开关损耗低于IGBT。　　B、耗能对比：　　FRMOS 能耗相较于IGBT降低了15.8%。　　C、温升对比　　环境温度26℃的情况下，IGBT与维安FRMOS的温升基本一致。　　典型应用：电机驱动　　基于以上对比，维安开发的FR‑VDMOSFET，适用于 200W 以下冰箱压缩机驱动，更好的适配冰箱工况，提升效率，降低成本。　　推荐选型

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发布时间：2026-08-31 10:28 阅读量：404 继续阅读>>

华羿微电亮相NEAS CHINA展会丨深耕车规中低压<span style='color:red'>MOSFET</span>技术赋能汽车电子国产化升级

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华羿微电亮相NEAS CHINA展会丨深耕车规中低压MOSFET技术赋能汽车电子国产化升级

　　8月12日~14日，第十六届上海国际智能网联新能源汽车技术与生态链博览会(NEAS CHINA)在上海新国际博览中心圆满落幕。作为功率半导体的领导者，华羿微电子股份有限公司(简称“华羿微电)携全系列车规级中低压MOSFET产品及车载解决方案重磅参展，并在同期高端技术论坛发表了《国产车规中低压MOSFET的挑战与破局》主题演讲，全方位展示企业技术实力与产品优势，与产业链同仁共探车载功率器件发展新趋势。　　NEAS CHINA作为新能源汽车电子领域极具权威性与影响力的专业展会，聚焦汽车电动化、智能化、网联化核心技术，汇聚整车厂商、汽车Tier1供应商、核心零部件企业及行业科研机构，为上下游搭建了高效的技术交流、产品对接与合作洽谈平台。当前，新能源汽车产业高速迭代，车载电控系统、智能底盘、热管理、车身智能控制等领域持续升级，带动车规中低压MOSFET需求爆发式增长，同时行业对功率器件的高可靠性、高能效、高安全性提出严苛标准，车载半导体国产替代进入加速落地期。　　本次展会，华羿微电展示了公司核心车规级中低压MOSFET产品矩阵及适配多车载场景的解决方案，覆盖-60V–150V主流电压平台，涵盖TOLL、sTOLL、PDFN等多款主流车规封装型号，全面适配新能源汽车车身控制、水泵油泵、转向制动、车载空调、智能座舱、灯光驱动及各类车载电机驱动等核心场景。面对来访客户，华羿微电专业技术与销售团队全程一对一接待，细致讲解产品工艺优势、车规认证体系、性能参数及落地应用案例，深度解答客户关于产品选型、系统能效优化、高温稳定性、抗干扰能力、批量交付等核心问题。　　除展台展示与商务洽谈外，华羿微电FAE翟永永在同期技术论坛，发表了《车规中低压MOSFET的挑战与破局》主题演讲，为行业带来专业的技术解读与市场研判。演讲深入剖析了当下车规中低压MOSFET的行业发展现状、主流技术路线及市场竞争格局，指出新能源汽车架构升级带动单车MOSFET用量大幅提升，车载场景对器件的宽温域工作能力、低导通损耗、高安全工作区、长期可靠性的要求持续升级。　　技术分享环节中，重点解读了MOSFET在汽车上的应用及SGT工艺优势，该工艺可有效优化器件导通电阻、栅极电荷与开关损耗，兼顾产品能效、散热性能与高频工作特性，完美适配新一代汽车域控集成化、小型化、高效化的发展趋势。同时，演讲详细介绍了华羿微车规产品的严苛质控体系，公司依托设计+封测一体化核心优势，严格遵循IATF16949汽车质量管理体系标准，全系车规产品均通过AEC-Q101权威可靠性认证，可满足车载复杂工况的长期稳定运行需求，目前多款核心产品已实现批量上车，成功配套多家主流车企及汽车电子零部件厂商。　　本次NEAS CHINA展会，华羿微电以“展台展示+技术演讲”的多元化形式，全方位、立体化展现了企业在车规中低压MOSFET领域的技术沉淀、产品优势与国产化成果，既有效提升了品牌在汽车电子领域的行业影响力，也通过深度对接上下游客户，精准挖掘市场需求，积累了优质合作资源。　　未来，华羿微将持续深耕车规级功率半导体赛道，持续加大研发投入，迭代升级SGT核心工艺，丰富中低压MOSFET产品谱系，扩充车规产能规模，持续打磨高可靠、高性能、高性价比的国产化车载功率器件解决方案。同时，公司将持续深化与汽车产业链伙伴的协同合作，助力汽车电子供应链自主可控，全力助推新能源汽车产业高质量发展。

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发布时间：2026-08-17 10:59 阅读量：510 继续阅读>>

ROHM课堂丨超级结<span style='color:red'>MOSFET</span>（SJ-<span style='color:red'>MOSFET</span>）基础

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ROHM课堂丨超级结MOSFET（SJ-MOSFET）基础

超级结MOSFET（SJ-MOSFET）是一种能够在实现高耐压的同时，易于实现低导通电阻的硅基功率MOSFET。特别是在处理商用电源输入的AC-DC电源、PFC、LLC、反激式转换器以及各种工业电源中，超级结MOSFET对同时实现效率提升和小型化贡献显著。本文旨在梳理这种器件的结构、设计差异、如何影响低噪声、高速开关、短trr（反向恢复时间）以及低Qrr（反向恢复电荷）等特点，同时也会探讨其中所涉及的权衡关系。SJ-MOSFET在功率晶体管中的定位功率晶体管的选型必须同时关注耐压、电流、开关频率、效率、成本及可安装性。IGBT在高电压、大功率领域具有优势；SiC MOSFET更容易将应用范围扩展到更高耐压、更高温及更高频方向；而Si MOSFET则能在高频驱动性能与成本之间取得更好的平衡。其中，以传统的Si MOSFET为主流的平面型MOSFET（采用均匀漂移层结构）存在难以克服的“提高耐压能力时导通电阻（RDS(on)）会增加”问题，而SJ-MOSFET大大缓解了这一限制，在600V〜800V级的Si器件中占据着重要地位。另外，表示功率晶体管适用领域的功率-频率关系图，受电路方式、冷却条件、效率目标及容许成本等因素的影响显著。平面型MOSFET与SJ-MOSFET的区别在平面型MOSFET中，漂移层承载关断时的电压。要想提高耐压，就需要降低这一漂移层的浓度，并且增加其厚度。但是，漂移层的电阻会直接影响导通电阻RDS(on)，因此同时实现高耐压和低导通电阻是有极限的。在沟道导通占主导的条件下，导通损耗大致可用 Pcond ≈ Irms2 × RDS(on) 表示，因此RDS(on) 的增加会直接导致损耗上升。相比之下，SJ-MOSFET通过在漂移层中交替形成n型柱和p型柱，在关断时相互补偿电荷，同时横向扩展耗尽层来确保耐压。所谓电荷补偿的概念，是在比平面型更高的掺杂浓度下仍能确保高耐压性能，因此，对于相同的耐压，更容易实现更低的RDS(on)；而对于相同的RDS(on)，则更容易缩小芯片面积。这就是SJ-MOSFET的本质优势。另一方面，SJ结构的制造难度较高，若p柱与n柱的电荷平衡破坏，则无法充分获得其耐压和导通电阻的优势。另外，容易在更小的芯片上实现相同的导通电阻RDS(on)，这有利于降低栅极总电荷Qg和输出电容Coss。但是，关于器件的热裕量、雪崩能量耐受性（雪崩耐量）以及在切断感性负载时产生的应力耐受能力（UIS耐量）的评估，需要另行谨慎进行。也就是说，SJ-MOSFET是很重要的器件，但并非“全都是优点”，需要根据其具体特性来区分使用。结构和设计上的差异如何影响特性表现？SJ-MOSFET的特点在于，即便采用相同的SJ结构，也会因设计目标的不同而存在显著差异。各制造商通过调整单元结构、栅极周边结构、内部栅极电阻、栅-漏电容Cgd和输出电容Coss的行为、体二极管附近的设计以及载流子寿命控制等手段，将产品特性分别向低噪声、高速开关、短trr（反向恢复时间）及低Qrr（反向恢复电荷）等方向进行优化。不过，这些因素并不是相互独立的，通常一个方面得到大幅强化，就会对其他方面产生负面影响。以低噪声为目标的设计如果重视低噪声，其基本要点在于避免开关过程中的dv/dt和di/dt变化过于陡峭。为此，可通过调节控制米勒平台的栅-漏电荷Qgd和有效Cgd的表现，并视情况采用仅作用于高频分量的内部缓冲结构，或设置适当的内部栅极电阻，来使电压和电流的上升更平缓。这些方法的优势在于更容易抑制辐射噪声和传导噪声。另外，由于更容易抑制漏极电压的过冲、振铃以及栅极的误动作，因此更容易设计出易于处理布局和栅极驱动条件的电路。不过，从原理上讲，抑制噪声往往也会导致开关速度略有放缓。这会使导通损耗和关断损耗更容易增加，如果保持相同的热设计，频率提升裕度可能会变小。虽然降低噪声本身就具有其独立的价值，但也应认识到，这一特性是需要与效率进行权衡考量的。以高速开关为目标的设计在重视高速开关性能时，会朝着减少Qg和Qgd、降低内部栅极电阻、抑制影响开关的寄生分量方向进行优化。如果使用在实际栅极驱动电压条件下观察到的Qg，由于开关频率fsw越高，栅极驱动损耗大致按照Pgate ≈ Qg × Vg × fsw增加，因此降低Qg对于高频工作特别有效。此外，Qgd越小，米勒平台越短，导通与关断的切换速度越容易加快。这个方向的设计有助于降低开关损耗，因而有利于提升电源效率，也有利于采用小型磁性器件。这对于从轻负载到中等负载的效率提升，以及通过提高开关频率来实现电源的密度提升等应用场景，益处很大。另一面是容易导致dv/dt和di/dt增大，同时也会受到寄生电感和寄生电容的很大影响。其结果是漏极电压过冲、源极电位反弹、栅极振铃、EMI恶化以及对管误开通启等问题更容易凸显出来。对于高速开关产品而言，即使器件本身性能优异，其整体性能的实现也需要综合考虑电路板布局、栅极电阻、驱动器的驱动能力以及反馈路径的设计。以短trr（反向恢复时间）和低Qrr（反向恢复电荷）为目标的设计在半桥、全桥、图腾柱PFC、电机驱动器等应用中，MOSFET的体二极管有时会参与换流过程。此时，重要的并不仅仅是简单的trr长短而已。除了反向恢复电荷Qrr和反向恢复峰值电流Irrm之外，还需要关注其“恢复的锐度”，即恢复过程中的下降沿是否过于陡峭。在追求短trr和低Qrr的设计中，会通过抑制体二极管附近的载流子积聚，或优化载流子寿命和复合机制，来减少对管开通时需要抽走的电荷量，从而更容易降低换流损耗和瞬态应力。在适当的条件下，这种设计也可降低对外置快恢复二极管（FRD）的需求。不过，这一设计方向也有注意事项：在某些应用场景下，SJ-MOSFET的体二极管在应对电流切换时发生的急剧开关动作时，有时条件依然非常苛刻。即便trr很短，如果Irrm较大，噪声和电压尖峰也较难抑制；即使Qrr很小，若电流波形骤然中断，也会引发振铃。因此，不应仅凭“高速trr”这一单一标签来判断适用性，确认Qrr、Irrm、测量条件以及实际装机后的波形至关重要。特性定位与典型权衡即便是同为SJ-MOSFET，设计时所侧重的特性不同，其关注的参数和电路设计的要点也会随之改变。具体整理如下：侧重的特性主要关注的指标获得的效果主要权衡低噪声Qgd、有效Cgd、内部栅极电阻、dv/dt降低EMI、抑制过冲和振铃、提高易用性开关损耗易增加，频率提升裕度易减小高速开关Qg、Qgd、内部栅极电阻、Eon／Eoff提高效率、提高频率、有利于使用小型磁性器件dv/dt和di/dt增大、EMI恶化、误开通、布局依赖性增加高速trr、低Qrrtrr・Qrr、Irrm、恢复波形的锐度减少换流损耗，降低对管应力，提高省去FRD的可能性在某些条件下，硬换流的严苛程度依然存在，必须进行实际装机确认。判断是否需要外置快恢复二极管的条件为何需要外置快恢复二极管（FRD）在逆变器和电机驱动器等桥式电路中，死区时间或能量回馈期间，体二极管可能导通，紧接着对管可能会开通。此时，需要在短时间内抽走二极管中积蓄的电荷，该过程中会产生反向恢复电流。对管不仅要承载负载电流，还要承载这个反向恢复电流，因此易导致开关损耗、电压过冲、振铃和电磁干扰（EMI）增加。所以，当体二极管的反向恢复特性不够理想时，设计上常在MOSFET上并联恢复速度更快的外置FRD，来抑制损耗和噪声。增加外置FRD会导致元器件数量、电路板面积、成本以及寄生分量的增加，同时，二极管在实际导通区间中，由正向电压引起的损耗也是不可忽视的。降低外置快恢复二极管必要性的条件较易降低外置FRD必要性的条件是，所选的SJ-MOSFET的Qrr和Irrm足够小，以及电路条件使得体二极管较难发生深度且长时间导通。例如，接近软开关的换流过程较多的电路、能够适当控制死区时间的电路，以及寄生电感得到充分抑制的实际安装条件，在这些情况下仅使用内置二极管即可满足要求。而在硬换流频繁发生的电路以及大电流、高温、高频的条件下，去除外置FRD的难度则会急剧上升。因此，不能简单概括为“因为是短trr（反向恢复时间）产品，所以不需要FRD”，应该预先评估在该电路中，体二极管究竟会以多大电流导通多长时间，这非常重要。判断快恢复二极管必要性时的注意事项在判断是否需要外置FRD时，不应仅凭技术规格书中的trr和Qrr值就下结论，这一点至关重要。这些数值会因正向电流IF、电流变化率di/dt、结温Tj等条件而发生显著变化。若要进行比较，必须确保在相同条件下进行，最终需通过双脉冲测试及实机开关波形，确认电压尖峰、振铃、发热和电磁干扰情况。技术规格书中优先确认的项目在选择SJ-MOSFET时，仅关注导通电阻是无法找到最优解决方案的。应至少考虑导通损耗、栅极驱动损耗与开关速度、换流损耗与噪声，乃至稳健性。首先，导通电阻（RDS(on)）是评估导通损耗的基本参数。然而，仅关注25℃时的典型值是不够的，还必须考虑高温下的增长率和实际使用电流下的损耗情况。即使在相同耐压和相同封装条件下，设计目标不同的产品其RDS(on)与Qg的平衡关系也会不同，因此采用RDS(on)×Qg这样的FOM（Figure of Merit：性能指数）进行整体评估同样是有效方法。接下来，需确认Qg、Qgd、内部栅极电阻，必要时还需确认导通损耗Eon和关断损耗Eoff。Qgd对米勒平台有很大影响，因此仅凭较小的Qg值来判断是不充分的，重要的是还需要关注电荷的具体分配情况。产品开关速度越快，通过外置栅极电阻可调节的范围越广，但同时布局依赖性也更强。另外，在可能使用体二极管的电路中，优先确认trr、Qrr、Irrm其中测量条件的一致性是绝对条件。此外，仅凭数值表有时难以判断波形是否陡峭、是否容易产生振铃现象，因此还需要结合特性曲线图和应用指南进行确认。在SJ-MOSFET中，Coss的电压依赖性较大也是一个不容忽视的因素。由于小信号的单一Coss值有时无法充分反映导通时的能量和振铃易发性，因此如果条件允许，应同时确认输出电荷Qoss和输出电容中储存的能量Eoss，这样可进行更接近电路中实际表现的比较。对于重视谐振和轻负载效率的电路而言，这一点尤为重要。最后，还需要确认抗浪涌能力、雪崩耐量、UIS耐量等针对异常条件的稳健性。SJ-MOSFET在降低损耗方面优势显著，但在电路异常情况下的裕量设计是需要另行考虑的问题。选型时不仅要考虑正常运行时的效率，还要评估其在启动、停止、浪涌及异常工作时所能承受的应力水平，这样才能减少后续的返工风险。总结SJ-MOSFET的选型，并非仅仅是“挑选低导通电阻的MOSFET”那么简单。这项工作需要在器件上反映出电路设计中的优先顺序，比如容许多大程度的噪声、需要多高的开关速度、对体二极管的反向恢复特性要求有多严格。从这个意义上说，低噪声、高速开关、短路恢复时间（trr）、低反向恢复电荷（Qrr）等特性，不应仅仅理解为不同型号产品的差异，而应视为由结构和设计差异所产生的特性波动范围，这样理解更接近本质。比较技术规格书中的数值与实际装机后的波形，寻找效率、噪声和稳健性的最佳平衡点，是用好SJ-MOSFET的关键所在。

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发布时间：2026-08-13 10:24 阅读量：656 继续阅读>>

ROHM课堂丨<span style='color:red'>MOSFET</span>的导通电阻（RDS(on)）

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ROHM课堂丨MOSFET的导通电阻（RDS(on)）

MOSFET的导通电阻（RDS(on)）是指MOSFET处于导通状态时漏极与源极之间的电阻，是影响导通损耗和发热的重要参数。导通电阻（RDS(on)）会随着栅极-源极电压（VGS）、漏极电流（ID）、结温（TJ）等条件而变化，通常随温度升高或VGS降低而增加。特别是在电源电路和电机控制电路等大电流应用中，RDS(on)的差异与损耗、温升息息相关，因此掌握技术规格书的解读方法和估算步骤至关重要。本文将介绍RDS(on)的解读方法、导通损耗的计算方法以及根据用途选择器件的要点。MOSFET的导通电阻与导通损耗的关系MOSFET的导通电阻（RDS(on)）是估算导通时损耗的基准。相比之下，双极结型晶体管（BJT）作为饱和开关使用时，其导通时的损耗主要由集电极-发射极间的饱和电压（VCE(sat)）决定。而MOSFET在导通状态下会像电阻一样工作，因此其损耗会与电流的平方成正比增加。下面列出了损耗表示方式的差异。MOSFET与BJT的损耗表示方式差异双极结型晶体管（BJT）在作为开关使用并处于饱和状态时，其导通时的导通损耗可通过以下公式计算得出。集电极损耗：　PC=VCE(sat)×IC对于MOSFET而言，在导通状态下，其漏极-源极间作为电阻（RDS(on)）工作，因此导通时的导通损耗可通过以下公式近似计算。导通损耗：　PD≈I2D×RDS(on)这种损耗以热的形式在MOSFET内部产生，并通过封装和电路板散发出来。因此，RDS(on)越小，导通损耗就越低，从而更容易抑制发热量。需要注意的是，实际的温升，还会受到元器件温度、电路板设计、散热条件、开关频率等因素的影响。导通电阻（RDS(on)）的电气特性结合测量条件（VGS / ID / TJ）进行解读导通电阻RDS(on)并非固定值，其值会随栅-源电压（VGS）、漏极电流（ID）、结温（TJ）等条件的变化而改变。技术规格书中记载的RDS(on)必然与其测量条件相应出现，因此在设计时需要在这些相同条件进行比较，并结合实际运行环境预留充足的裕量。VGS和ID引起的导通电阻变化：用于损耗计算的RDS(on)的选择方法如上述特性曲线所示，导通电阻随栅-源电压的升高而减小。另外，即使在相同的栅-源电压条件下，导通电阻也会随漏极电流的变化而变化。在计算损耗时，应使用与实际施加的栅-源电压（VGS）和预期漏极电流（ID）相近条件下的导通电阻RDS(on)。当技术规格书中给出多个VGS条件时，应以最接近实际栅极驱动电压（例如：4.5V/5V/10V）条件的值或特性曲线为基准。电阻区（欧姆区）的近似公式及其与导通损耗的关联当MOSFET处于导通状态并作为电阻工作时，在漏-源电压（VDS）相对较小的区域（电阻区，也称欧姆区），可以使用以下近似公式。RDS(on)≈VDSID下面将使用该RDS(on)估算导通损耗（电流变化时，使用有效值IRMS）。RDS(on) 随温度升高而增大RDS(on)也会随温度而变化。通常温度升高时RDS(on)会增大（呈现正温度系数），因此在计算损耗时需要考虑到工作时的温升。技术规格书中的值（typ/max）及设计裕量的取法在电气特性表中，通常会同时给出RDS(on)的typ（典型值）和max（最大值）。在进行损耗和温升设计时，原则上以最大值（max）为基准，并在此基础上，结合温度特性（RDS(on)的温度依赖性）考虑到预期结温（TJ）下的增加量，以确保设计更安全。典型值（typ）可以作为衡量“该产品易于实现多低的电阻”的参考指标，但在需要考虑量产差异和高温劣化的应用场景（最差条件下的损耗计算）中，不建议直接使用典型值。导通损耗的实际计算方法（结合占空比和温度）基本公式：导通损耗为 I2 × RDS(on)MOSFET的导通损耗，基本上可以通过下列公式求得：PD=I2×RDS(on)其中，I表示在导通状态下流经MOSFET的电流。结合占空比和有效值（IRMS）计算平均损耗在电路设计中，未必总是在恒流恒压状态下工作（直流电路）。在进行PWM驱动或断续工作时，需要考虑到MOSFET导通时间所占的比例（占空比）。因此，平均导通损耗可通过下面的公式求得：Pavg=I2×RDS(on)×D其中，D表示占空比（导通比率）。在直流工作状态下，D=1（100%）。另外，如果电流发生变化，则应使用导通期间所流过电流的有效值（IRMS），通过下面的公式求得：Pavg=I2RMS×RDS(on)×D温升导致的RDS(on)增加的部分，通过“温度系数k”进行补偿在实际电路中，MOSFET自身的发热会导致结温（TJ）上升，从而使导通电阻大于规格书中的值（通常在25℃下测得）。要想正确估算损耗，需要参考技术规格书中的温度特性，将RDS(on)的增加视为“温度系数k”，并采用以下公式进行计算：将安装电阻和自发热（热阻）纳入估算在估算导通损耗时，不仅需要考虑MOSFET的RDS(on)，由安装产生的串联电阻（如电路板布线、过孔、连接器等）有时也不容忽视。在mΩ级的应用中，电路整体的导通损耗通常可以作为合成电阻进行估算，即P ≈ IRMS2 ×（RDS(on)＋R布线）× D，这样与计算出的值与实际设备的实测值之间的偏差会更小。另外，要想正确选择温度系数k，首先需要估算出工作时的TJ（结温）。最简单的方法是以环境温度T<sub>A</sub>为基准，通过 TJ ≈ T<sub>A</sub> + Ptotal × RθJA（或者如果已知外壳温度TC，则使用TJ ≈ TC + Ptotal × RθJC）来估算。这里的Ptotal是指总损耗，不仅包括导通损耗，还包括开关损耗。首先，根据25℃附近的RDS(on)（技术规格书）计算导通损耗，如有必要再加上开关损耗，得出P_total。接下来，根据P_total和热阻Rθ来估算TJ。最后，根据温度特性更新为对应TJ的RDS(on)（温度系数倍率k），并在必要时重新计算P_total。像这样通过哪怕一次“损耗→温度→RDS(on)”的迭代收敛，就能更轻松地获得包含温升在内的设计裕量。不能仅凭导通电阻做选择：导通损耗与开关损耗的权衡降低 RDS(on) 容易导致 Qg 和寄生电容增加降低导通电阻（RDS(on)）可以减少导通损耗（I2R），但在某些应用中，开关损耗的影响也不容忽视。通常，降低导通电阻往往伴随着芯片面积的增加，这最终会导致栅极电荷Qg和寄生电容增加，从而可能引起开关损耗和栅极驱动损耗上升。通过RDS(on)×Qg（或 RDS(on)×Qgd）权衡考量尤其在开关频率较高的电源电路中，不应仅关注RDS(on)，还应通过诸如RDS(on)×Qg（或RDS(on)×Qgd）这类指标来看“导通损耗与开关损耗的平衡”，这样更容易选择总损耗最小的器件。导通电阻最小的器件，未必能使电路整体的损耗最小，这是实际应用中的关键点。封装对导通电阻值的比较芯片尺寸（表面积）与封装尺寸的关系经常听到“封装越大导通电阻越小”的说法，但这里起主要作用的并非“封装表面积本身”，而是该封装中能容纳的硅芯片（Die）的有效面积。由于功率MOSFET采用的是大量单元并联的结构，因此芯片面积越大，电流路径的并联数量就越多，最终导致RDS(on)更容易降低。另外，技术规格书中记载的RDS(on)并非仅指硅芯片内部的电阻，而是测量自漏极引脚至源极引脚的电流路径中所包含电阻的总和（引脚间电阻）所得的值。也就是说，其中包括芯片内部的沟道电阻、漂移层电阻、金属布线电阻，以及封装侧的引线框架/键合线（或铜夹片）和引脚焊盘的电阻，所有这些的总和。因此，如果封装改变，不仅可容纳芯片面积的上限会改变，而且受封装自身的电阻和散热性能两个方面的影响，RDS(on) 也会发生变化。大电流应用中引脚结构和布局（开尔文源极）的作用在mΩ级的大电流开关中，由于电路板布线和封装的电感（封装寄生电感（公共源极电感）的影响，源极电位会发生波动，从而导致表象上VGS下降，导通状态恶化。为抑制这一影响，有效的方法包括采用支持开尔文源极的封装（可将功率源极引脚与栅极驱动基准源极分离），以及将栅极反馈（源极）布线从电源环路中分离出来的布局设计。在评估时不仅要关注RDS(on)的数值指标，还需综合考量引脚结构和实际安装便利性，这样才能有效减少实际安装后的性能波动。

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发布时间：2026-08-11 11:35 阅读量：505 继续阅读>>

ROHM课堂丨<span style='color:red'>MOSFET</span>基础寄生电容、Qg、米勒平台、阈值

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ROHM课堂丨MOSFET基础寄生电容、Qg、米勒平台、阈值

　　MOSFET基础|寄生电容、Qg、米勒平台、阈值　　MOSFET是一种仅通过栅极电压即可控制大电流的半导体开关。双极晶体管通过基极电流工作，而MOSFET则通过对其栅极引脚处的电容(寄生电容)进行充放电来进行开关工作。这种寄生电容的大小以及充电所需的电荷量决定着开关速度和损耗。　　在设计开关电源或负载开关时，需从技术规格书中读取寄生电容(Ciss/Coss/ Crss)、总栅极电荷(Qg)和栅极阈值电压(VGS(th))。因为这些因素直接关系到开关时间、损耗以及非预期的导通状态(误开通)等风险。本文旨在探讨如何解读MOSFET技术规格书中的相关参数，并将其应用于电路设计之中。　　MOSFET的结构和栅极控制要点　　MOSFET仅通过栅极电压即可控制大电流。向栅极引脚(Gate)施加电压后，半导体内部会形成电流通道(沟道)，从而在漏极-源极(Drain-Source)之间流过电流。双极晶体管依靠基极电流工作，而MOSFET在稳态时几乎没有栅极电流(仅有漏电流，随温度和施加电压而增加)，因此可以降低驱动电路的功耗。但是，在开关过程中需要对栅极引脚上的电容(寄生电容)进行充放电，这种电荷的充放决定着开关速度和损耗。　　MOS结构与N沟道(Nch)/P沟道(Pch)的区别　　N沟道MOSFET是在P型衬底上形成N型源极和漏极，当在栅极施加正电压时，会在栅极氧化层下方形成电子沟道。P沟道MOSFET在N型衬底上具有P型源极和漏极，通过在栅极施加负电压形成空穴沟道。N沟道具有较高的电子迁移率，适合高速工作;而P沟道则被用于简化高边开关驱动电路。　　在栅极电极和半导体之间夹有一层薄氧化层，该介电层会形成电容。源极和漏极的接合处也会因耗尽层而产生电容，这些电容共同形成了寄生电容。N型和P型的电容量绝对值不同，但对应关系及处理方式相同。　　MOSFET与BJT的区别及高输入阻抗的优势　　双极晶体管是通过基极电流来控制集电极电流的电流驱动器件，其工作点由基极-发射极结的正向压降(约0.7 V)和电流放大系数hFE决定。MOSFET是一种通过栅极电压控制沟道电阻的电压驱动器件，在稳态条件下，其栅极电流仅维持在漏电流水平(该电流会随温度和施加电压的升高而增加)。尽管驱动电路的输出电阻较大，在稳态时的功率损耗也很小，这是其优点。　　在开关瞬间会有栅极电容的充放电电流流过，这会成为栅极驱动IC的负载。寄生电容增大会延长充放电时间，并使开关损耗和由dV/dt引起的噪声增加。高输入阻抗在稳态驱动中是一个优点，瞬态时的容性负载是双极晶体管无需考虑的问题。　　开关应用中至关重要的MOSFET参数　　技术规格书中会给出导通电阻、寄生电容、总栅极电荷、栅极阈值电压、最大漏极电流及耐压等参数。导通电阻决定传导损耗，而最大电流和耐压则决定安全工作区的外围边界。本文将以直接影响开关速度和损耗的参数为主进行阐述。　　输入电容(Ciss)是栅极驱动电路所承载的电容量，而反馈电容(Crss)则因开关过程中栅极电压上升/下降出现短暂停顿的米勒效应，产生开关延迟。输出电容(Coss)是指在漏极电压变化时进行电荷充放电的电容。总栅极电荷(Qg)是指使栅极完全导通所需的总电荷量，用于估算开关损耗。栅极阈值电压是沟道开始形成的电压，与防止误开通的裕量设置相关。　　MOSFET中寄生电容的解读方法　　MOSFET的寄生电容在技术规格书中以输入电容(Ciss)、输出电容(Coss)和反馈电容(Crss)三种形式表述。这些是栅极-源极之间、栅极-漏极之间和漏极-源极之间电容的组合值。输入电容涉及栅极驱动电路必须充电的电容量，反馈电容涉及米勒效应引起的延迟，输出电容则涉及漏极电压变化时的电荷进出。　　寄生电容与技术规格书表述的对应关系　　栅极-源极间的电容(Cgs)是栅极电极与源极引脚之间的氧化层电容，其值基本保持恒定。栅极-源极间的电容(Cgd)在漏极电压较高时，缺乏载流子的区域(耗尽层)扩大，这有效增加了电容极板间的距离，从而使电容减小。漏极-源极间的电容(Cgd)取决于漏极电压。　　技术规格书中的输入电容(Ciss)是在将漏极引脚与源极引脚短路的状态下，测得的栅极-源极之间的电容值。其表达式如下：　　Ciss=Cgs+Cgd输出电容(Coss)是在将栅极引脚与源极引脚短路的状态下，在漏极-源极之间测得的电容值。　　Coss=Cds+Cgd反馈电容(Crss)指栅极-漏极之间的电容本身。　　Crss=CgdN沟道和P沟道的电容绝对值不同，但这种对应关系是一致的。在开关设计中，输入电容影响栅极驱动电路的负载，反馈电容影响米勒效应引起的延迟，输出电容则影响关断时的漏极电压振铃。　　寄生电容与温度特性及开关速度的关系　　寄生电容取决于氧化层和耗尽层的电容，特点在于受温度变化的影响通常较小。与半导体的载流子迁移率会随温度变化不同，电容值本身的温度系数较低，通常对电压的依赖性占主导地位，温度依赖性相对较小。　　如果漏极电压较高，耗尽层就会扩大，栅极-漏极间电容和漏极-源极间电容就会减小。技术规格书中的电容曲线图，横轴为漏极电压，纵轴绘制了各项电容，通过曲线图可以看到电容从0V到额定电压附近的变化趋势。在实际应用中，会读取开关工作时电压范围对应的电容值，并通过平均值或最大值进行估算。关于温度补偿，只要不是在极端低温或高温环境下，都可以省略。　　开关速度由栅极电阻、输入电容和反馈电容综合决定。在导通时对输入电容进行充电，当栅极电压超过阈值后，漏极电压通过反馈电容开始降低。在该过程中，会出现栅极电压暂时停滞的米勒平台，这里的电压变化率(dV/dt)直接关系到引发电磁干扰和误开通的误启动(Self Turn-on)风险。　　技术规格书中电容曲线图的读取步骤与电容平衡　　电容特性曲线图在漏极电压0V到额定电压的范围内绘制了输入电容、输出电容和反馈电容的特性曲线。横轴为对数或线性的漏极电压，纵轴为对数标度的电容。输入电容相较于输出电容和反馈电容，其变化通常较小。开关设计中，需读取实际工作电压范围对应的电容量。　　输入电容的绝对值即为栅极驱动电路的负载电容。驱动IC的输出电流能力与栅极电阻相结合，可大致估算充电时间常数。反馈电容与输入电容之比，可体现米勒效应的强度。反馈电容越大，在开关过程中当漏极电压急剧变化时，栅极电流越会被用于栅-漏电容(Cgd)的充放电(容性反馈)，从而导致栅极电压上升停滞。如果这个比值较大，开关损耗就会增加。输出电容会影响关断时的漏极电压振铃。在感性负载的开关工作中，输出电容与电感会发生谐振，从而引发振铃现象，这可能导致过电压应力及辐射噪声。　　反馈电容(Crss)相对于输入电容(Ciss)越小，越能抑制米勒效应，对高速开关越有利。电容比(Crss / Ciss)在0.1以下的MOSFET，其米勒平台较短，在电压变化率容易引起误启动(Self Turn-on)的高边MOSFET关断时，低边急剧的电压变化不易导致高边误开通。　　MOSFET的总栅极电荷和米勒平台的解读方法　　总栅极电荷(Qg)是指将MOSFET从关断状态切换至完全导通状态所需的总电荷量。也可以说是为栅极电容充电所需的电荷量。该值越大，充电时间就越长，开关损耗也会随之增加。在技术规格书中，它以总电荷与栅极电压关系曲线图的形式呈现，该曲线图上会出现与电压变化率和噪声直接相关的平坦部分，也就是米勒平台。　　总栅极电荷的定义与导通电阻之间的权衡关系　　总栅极电荷定义为对流入栅极引脚的电流进行时间积分所得的电荷量。在测量中，将漏极电流和漏极电压固定在规定值，并使栅极流过恒定电流来提高栅极电压。使栅极电压达到指定电压所需的电荷量即为总栅极电荷。总电荷越大，充电时间越长，开关损耗也相应增加。　　总栅极电荷与导通电阻之间存在权衡关系。沟道变宽会使导通电阻降低，传导损耗减少，但由于栅极面积增加，输入电容和总电荷量会增大，从而导致开关损耗增加。而若缩窄沟道宽度，则导通电阻上升、传导损耗增加，但总电荷和输入电容会减小，开关损耗降低。在高频开关应用中，由于开关损耗占主导地位，因此会优先考虑总电荷;而在低频、大电流应用中，则会优先考虑导通电阻。　　在技术规格书中，有时会列出漏极电压与漏极电流的多种组合下的总电荷量。漏极电压越高，在米勒平台的电荷就越多，总电荷量也就越大。在实际设计中，会在接近实际工作漏极电压的条件下读取总电荷。　　总电荷-栅极电压特性及米勒平台的观察方法　　总电荷-栅极电压特性图(Qg – VGS特性图)的横轴表示栅极引脚积蓄的电荷，纵轴表示栅极电压。栅极电压对应栅极电流蓄积?时间，因此该图展现了开关过程中栅极电压随时间的变化情况。　　开关过程分为三个阶段进行。首先，对栅极电容进行充电，直到栅极电压达到阈值。当栅极电压超过阈值后，漏极电流开始流动，随后不久漏极电压开始下降。此时，由于漏极电压的急剧变化，通过栅极-漏极间电容，电荷会从漏极侧反向流入栅极侧(容性反馈)，栅极电压的上升停滞。这个平坦区域称为“米勒平台”。最后，漏极电压几乎降至零，栅极电压升至最终电压。　　在米勒平台，漏极电压快速变化，电压变化率(dV/dt)增大。该电压变化率与电感器及线路电感相互作用，会引发电压振铃和辐射噪声。当高边MOSFET关断时，低边的电压变化率会在高边栅极上引起感应电压，从而导致误启动(Self Turn-on)现象。米勒平台的长度与反馈电容成正比，且随漏极电压升高而增加。　　在栅极驱动电路的设计中，需要适度控制米勒平台的dV/dt。dV/dt过高会导致电磁干扰加剧，而过低则会增加开关损耗。调整栅极电阻RG，可以调节导通速度，优化米勒平台的持续时间。　　根据总电荷估算开关时间和栅极电阻　　总栅极电荷Qg是指对流入栅极的电流进行时间积分后得到的电荷量。因此，开关所需的时间可利用能够供给栅极的平均栅极电流Igate进行如下一次近似公式计算：　　t≈QgIgate其中，栅极电流Igate主要由包括栅极电阻RG和栅极驱动器输出电阻等在内的栅极回路等效电阻\(R-{G,eq}\)决定。在米勒平台，由于栅极电压会维持在看似几乎恒定的米勒平台电压Vplt附近，因此可以认为栅极是以驱动电压VDRV减去米勒平台电压Vplt的差值电压进行充放电的。　　此时，平均栅极电流可通过下面的公式近似计算：　　Igate≈VDRV−VpltRG,eq综上所述，开关时间可以写为：　　t≈Qg×RG,eqVDRV−Vplt这估算方法简化了米勒平台的影响和驱动器输出电阻。在实际波形中，由于米勒平台内栅极电压会出现停滞，因此实际时间可能比单纯的RC时间常数更长。所以在设计中，可将此估算作为出发点，在可接受的dV/dt与开关损耗之间进行权衡，来调整RG的阻值。　　由于Qg会随着技术规格书的测量条件(VDS、ID)的变化而改变，因此会使用更接近实际工作条件的Qg进行估算。　　开关损耗是在导通时和关断时，漏极电压与漏极电流发生重叠的时间段内产生的，可以通过下面的公式进行估算：　　Psw≈VDS×ID2×(tr+tf)×fsw其中，tr和tf分别表示电压和电流的上升时间和下降时间。　　导通时间和关断时间分别与总电荷和栅极电阻成正比，因此选择总电荷较小的MOSFET可以降低开关损耗。不过，由于减少总电荷会使导通电阻趋于升高，因此需要在传导损耗与开关损耗之间寻找最佳平衡点。　　MOSFET阈值电压的解读方法与误解　　阈值电压是当栅极电压超过该值时，在漏极-源极之间形成沟道并开始流过漏极电流的电压。但是，技术规格书中的值是在流过特定微小电流时测得的电压，并非“完全导通时的电压”。这是初学者很容易误解的关键要点。在实际应用中，会供给足以使额定电流流过的栅极电压，而阈值电压则用于判断防止误开通的裕量。　　栅极阈值电压的定义及其与“导通电压”的区别　　阈值电压在技术规格书中的定义如下。在漏极-源极之间施加特定的电压，当漏极电流达到规定值(例如：1mA、250μA)时的栅极电压即为阈值电压。根据这一定义，阈值电压是“沟道开始形成时的电压”，而非“能够通过大电流的电压”。　　例如，以阈值电压为2.5V(标准值)、需要流过10A电流的MOSFET为例，查看技术规格书中的电流–栅极电压特性曲线图可知，大约需要5V至8V的电压。在阈值电压2.5V附近，仅流过微弱的电流，导通电阻也远高于规定值。在实际的开关电路中，通常将栅极电压设定在10V至15V左右，尽可能降低导通电阻。　　还需要考虑阈值电压的波动。制造上的偏差和温度变化会导致阈值电压产生波动，技术规格书中也会以最小值、最大值来表示范围。防止误开通的裕量设计以最小值(必要时，包括温度条件在内的最坏情况)为基准，通过栅极电阻和齐纳二极管进行保护，确保栅极浪涌电压不超过最小值。　　电流-栅极电压特性与基于温度依赖性和阈值的温度估算　　电流-栅极电压特性曲线图展示了在漏极电压保持恒定值(例如：10V)时的传导特性，其横轴为栅极电压[V]，纵轴为漏极电流[A]。在特性图中，会分别绘制出25℃、75℃、125℃等温度参数的曲线。在栅极电压恒定的情况下，温度升高时会存在电流增加区域和电流减少区域。　　当栅极电压处于阈值附近的低电压区域时，随着温度升高，阈值电压VTH(在技术规格书中通常表述为VGS(th))会降低，即使VGS保持不变，也更容易形成沟道，结果导致漏极电流ID容易增加(这是指在VGS恒定时观察到的ID温度系数为正，即容易形成dID/dT>0的区域)。另一方面，在VGS足够高的区域，由于温度升高引起的载流子迁移率降低(沟道电阻增加)起主导作用，温度越高，ID越趋于减少(此时，在VGS恒定的条件下观察到的ID温度系数为负，即容易形成dID/dT<0的区域)。由于这两者的作用相互抵消，多个温度下的ID – VGS曲线相交，在该交点处，对于相同的VGS，ID几乎不受温度影响，该点被称为“零温度系数点(ZTC)”。　　从热失控(更严格地说，是线性模式工作中产生问题的局部热点型热不稳定性)的角度来看，在VGS恒定时观察到的ID温度系数为正的区域(通常为比ZTC更低的VGS侧)更容易形成正反馈。温度上升→电流增加→损耗增加(大致符合P≈VDS×ID)→温度进一步上升，这种循环会导致热失控风险增加。相反，在比ZTC高的VGS侧，ID的温度系数容易变为负值，这意味着温度升高的部分其电流会受到抑制，从而更容易实现自我稳定(负反馈)，这正是ZTC在实际应用中的意义。然而，即使在高于ZTC的VGS区域，如果工作条件超过绝对损耗或SOA(安全工作区)，仍然会造成器件损坏，因此不能简单地认为“只要高于ZTC就是安全的”。另外，开关应用中常说的“导通电阻RDS(on)随温度升高而增加(正温度系数)”这一特性，指的是低VDS的“完全导通区”中电阻的温度依赖性，这与本文所述的“在转移特性(VDS恒定)下，保持VGS不变时观察到的ID温度系数”的观测条件有所不同。　　阈值电压随温度升高而降低，多数Si MOSFET具有约数mV/℃量级的负温度系数。不过，温度系数的大小取决于器件本身和测量条件。在技术规格书的电流-栅极电压特性图上，通过读取相同电流下栅极电压随温度的变化来估算结温变化量的思路是成立的。该方法被用于MOSFET的热阻测量以及过热保护电路的校正。　　实际应用中的阈值使用方法和防误开通裕量　　在实际的开关设计中，阈值电压被用作防止误开通的裕量基准。当高边MOSFET关断时，低边MOSFET的漏极电压会急剧上升，并通过栅极-漏极间电容在高边栅极上感应出电压。当该感应电压超过阈值时，高边MOSFET将意外导通，从而发生有直通电流流过的误启动(Self Turn-on)现象。　　要防止误启动(Self Turn-on)，可以在栅极-源极之间施加负电压(例如-5V)来保持关断状态，或者减小栅极电阻以抑制感应电压。流经栅极-漏极间电容(Crss = Cgd)并流入栅极的感应电流，通过Crss × dVDS/dt可估算出来。由于该感应电流流过栅极电阻和栅极驱动器的输出电阻时，会拉高栅极电压，因此dV/dt越大，另外栅极回路的阻抗越大，越容易发生误启动(Self Turn-on)现象。　　防误开通裕量的设计步骤如下：根据实际电路中的电压变化率和栅极-漏极间电容计算感应电压(感应电压 ≈ Crss × dVDS/dt ×RG,eq)。其中，RG,eq是包括外置RG和栅极驱动器输出电阻等在内的栅极回路的等效电阻。通过比较阈值电压的最小值和感应电压，调整栅极电阻以确保感应电压不超过最小值。或者，利用负电压关断电路将栅极电压降至-5V，以确保裕量。　　关于负电压关断的实现与栅极驱动电路的细节，请参考“栅极驱动设计规范(电压窗口/RG/负电压/UVLO/Kelvin)”进行处理。阈值电压是误开通判定的边界，在实际操作中，通过将栅极电压设置得远高于阈值以确保完全导通，并在关断时将栅极电压保持在低于阈值以保证关断——理解这一概念，即可奠定设计的基础。　　开关设计参数的区分使用　　寄生电容、总栅极电荷和栅极阈值电压都是影响MOSFET开关特性的重要参数。用途和工作频率不同，需要优先考虑的参数和可接受的权衡取舍也会发生变化。如果是低频大电流应用，优先考虑导通电阻;如果是高频开关应用，则应重点关注总电荷与反馈电容。　　MOSFET各参数的作用与权衡　　寄生电容会直接影响开关速度和振铃。如果输入电容较大，栅极充电时间就会越长，开关损耗增加。如果反馈电容较大，则米勒效应增强，电压变化率相应减小。电压变化率小，电磁干扰就会减少，但开关损耗会增加。如果输出电容较大，关断时的漏极电压振铃就会剧烈，过电压应力和电磁干扰加剧。　　总栅极电荷量决定开关损耗和栅极驱动电路的负载。总电荷越大，充电时间越长，开关损耗也随之增加。减小总电荷需要缩窄沟道宽度，但这会导致导通电阻上升，进而增加传导损耗。这就是总电荷与导通电阻之间的权衡关系　　栅极阈值电压决定防误开通裕量和栅极驱动电压的下限。阈值低可实现低电压驱动，但防止误开通的能力会降低。阈值较高时，防误开通能力会增强，但无法进行低电压驱动，栅极驱动电路的功耗会增加。作为误启动(Self Turn-on)对策，可选择阈值较高的MOSFET，或与负电压关断方案并用。　　这些参数在MOSFET的芯片设计中相互依存。增大沟道宽度会降低导通电阻，但会增加输入电容和总电荷量。缩短沟道长度会降低导通电阻，但会增加阈值的波动。降低氧化膜厚度可以提高栅极灵敏度并实现低电压驱动，但耐压和栅极耐受能力会下降。　　不同的用途应优先考虑哪些参数　　在低频大电流负载开关(例如：数kHz以下、数十A以上)中，传导损耗占主导地位，因此应最优先考虑导通电阻。允许总栅极电荷在一定程度上提高，只要确保栅极驱动电路具备足够的驱动能力，能提供充足的栅极电压，即可保证完全导通。在误启动(Self Turn-on)的对策方面，由于电压变化率较小，因此要求相对宽松。寄生电容对开关速度的影响有限，比起输入电容和输出电容的绝对值，应更优先考虑导通电阻和安全工作区。　　在高频开关电源(如100 kHz以上，数A~数十A)中，开关损耗占主导地位，因此应优先考虑总栅极电荷和输入电容。即使导通电阻一定程度上偏高，也是可以接受的。反馈电容(Crss)相对于输入电容(Ciss)越小，越能抑制米勒效应，对高速开关越有利。电容比(Crss / Ciss)较小的产品，通常米勒平台较短，不易发生dV/dt引起的误启动(Self Turn-on)。作为防止误启动现象的对策，需要负电压关断或优化栅极电阻。另外，输出电容(Coss)会影响关断时漏极电压变化引起的振铃、过电压应力以及EMI，因此，在高频开关应用中，电路的寄生电感越大，其重要性就越大。　　在线性模式(如热插拔或浪涌电流限制)下，MOSFET在饱和区工作，漏极电压和漏极电流都保持较高状态。安全工作区和热设计占主要地位，寄生电容和总电荷是次要的。此时，对阈值电压和互感的考量视角会发生变化，需要通过线性控制栅极电压来调节漏极电流。关于线性模式设计的细节，请参考“MOSFET线性模式入门(热插拔/浪涌电流抑制)”一文。　　MOSFET基础知识总结　　MOSFET的开关设计始于从技术规格书中读取寄生电容(Ciss /Coss/ Crss)、总栅极电荷(Qg)和栅极阈值电压(VGS(th))。输入电容决定栅极驱动的负载电容，反馈电容会因米勒效应产生延迟，而输出电容则影响漏极电压振铃的幅度。这些因素的平衡将决定开关特性。总栅极电荷是决定充电时间和损耗的总电荷量，需在在与导通电阻的权衡中选择最佳平衡点。阈值电压并非完全导通的电压，而是用于判断防误开通裕量的基准值。　　在低频大电流应用中，优先考虑导通电阻;而在高频开关应用中，则需重点关注总电荷和反馈电容。根据实际工作条件读取技术规格书中的电容曲线图和总电荷-栅极电压特性，可以大致估算出栅极电阻和开关时间。实际设计的过程，就是结合热设计和安全工作区，不断推敲和完善电路整体的过程。

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发布时间：2026-08-10 11:25 阅读量：544 继续阅读>>

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